摘要:一种电磁流量转换器信号处理方案使用24比特低噪声模数转换器，使得模拟信号处理电路被简化为仅一级直流耦合仪表放大器。该方法能够显著改进业界常用的交流信号耦合电路难以克服的共模抑制比损失,在具有信号输人阻抗的同时可以保持足够低的电路噪声，改善最小流速分辨率。电路能够接受:传感器电极之间450mV的直流差模电压，有极宽的输人动态范围和极佳的线性。原理样机通过水流标定试验在0.5~5 m/s流速范围内达到±0.2%读数正确率。
0引言
　　电磁流量计因其口径范围宽，量程大，精度高，无压力损失，可靠性高等优点，在工业领域得到广泛应用”。电磁流量计的工作原理是法拉第电磁感应定律。导电流体流过传感器工作磁场时，在测量管壁与流动方向和磁场方向相互垂直的一对电极间，产生与流速成比例的电动势。电动势的大小可表示为E =kBDʋ,式中，E为感应信号电势; k为常数; B为磁感应强度; D为测量管内径;ʋ为测量管内电极断面轴线方向平均流速。电磁流量计由电磁流量传感器和电磁流量转换器组成。电磁流量传感器的输出是叠加在共模信号上的极微弱的有用信号，通常是微伏到毫伏幅值信号在几百毫伏到一、两伏的共模信号之上。传感器内阻可能从十几欧姆到几十兆欧姆凹。从而要求转换器的信号处理电路具有高共模抑制比，低噪声，高输人阻抗的特性。目前业界常用工频偶数分之-一倍的低频方波励磁的传感器激励方式"，要求电磁流量转换器能够处理传感器输出的脉动交流信号。交流信号耦合是电磁流量转换器信号放大电路最常用的信号耦合方式。
1常见的信号放大电路设计及其优缺点
　　现代工业电磁流量计从20世纪50年代产品问世以来随着电子技术和计算机技术的发展逐渐成熟完善和智能化，智能化的重要标志是微处理器的使用。电磁流量传感器输出的高内阻、高共模且微弱的有用信号不能被微处理器直接接受,需要模数转换器首先对传感器输出的模拟信号进行数字化。直到21世纪初之前工业用途的分辨率高、低噪声模数转换器仍是稀少和昂贵的商品，所以传感器信号必需被放大数百至上千倍后再数字化，从而可以使用成本较低同时分辨率也较低的模数转换器。从20世纪的工业电磁流量计产品进化来的、目前仍然很常见的信号处理电路通常包括前置放大，后级放大，带通滤波,采样保持,模数转换等。如图1所示:微伏级的信号被前置放大器放大约十倍后交流耦合至后级;接着使用带通滤波器把信号进一步放大几十倍近伏级。被放大近伏级的信号经过微处理器控制的采样保持电路滤除尖峰，变成缓慢的直流信号送入模数转换器。该方法对模数转换器的性能要求不高，通常14~16比特的分辨率和几千赫兹的输出数据率即可。它的优点是成熟稳定和被广泛验证，缺点是放大电路级数较多、增益倍数较高造成电路结构复杂，容易振荡，线性损失，过长的低通滤波时间常数会影响对流量阶跃变化做出迅速响应，另外在物料成本、功耗、电路尺寸、可靠性等方面也有劣势。
 
　　电磁流量传感器的响应通常为150 μV/( m/s)到200μV/(m/s)，因为调制励磁电流的换向，传感器的输出信号幅值加倍。以150 μV/( m/s)(300 μV峰峰值)响应为例，对0.3~15 m/s流速的量程范围，传感器输出信号幅值在90 μV峰峰值到4.5 mV峰峰值之间。保证流速信号被模数转换器正确分辨的最低要求是出现在模数转换器输人端的传感器信号幅值不得大于模数转换器噪声的一半。模数转换器无噪声分辨率的计算公式如式(1)所示。瞬时流速对应的传感器信号幅值可被当作对模数转换器噪声的最低要求。由表1可见前级放大电路增益越低对模数转换器的无噪声分辨率指标的要求越高。这是20世纪后期数十年里在缺少成本可负担、高分辨率的模数转换器的条件下，工业电磁流量计普遍使用几百至，上千倍增益的多级放大电路的重要原因。
 
　　电子进步使得在本世纪初开始出现越来越多性价比更好的低噪声24比特模数转换器产品。随之出现的数字过采样交流信号耦合放大是一种改进的电路结构。如图2所示传感器电极输出信号使用电容耦合，在前置放大级采用自举电路提高输人阻抗，真差分输出到模数转换器。省略模拟带通放大、采样保持等电路。较高速的模数转换器对前置放大器的输出做过采样。微处理器在数字域内重建流速信号波形、同步解调交流信号、滤除尖峰和噪声，计算流速信号。该电路与前一-种电路相比的优点是:更少的元件，更低的价格，真差分信号的抗干扰，接受较宽的输人共模电压范围。
 
　　电磁流量计的信号放大电路需要很高输人阻抗以防止传感器输出过载带来的信号幅度减小从而导致测量精度和重复性的损失。如图3所示电磁流量计常用自举放大器在信号输人端串联耦合电容同时又具有高的输人阻抗巴。图3的放大电路的输入阻抗Rn可用式(2)计算门。放大电路的输人阻抗与外部电阻、电容的数值和励磁频率高低有关甲。以最常用的1/8工频励磁为例如表2所示，需要使用十兆欧姆电阻才能达到上千兆的输人阻抗。
 
　　但是自举放大器输人级结构也存在缺点:交流耦合电容容值必需选择至少在微法以上,容值且匹配的电容网络稀少而贵。公差通常是10%~20%很难达到1%的微法级的分立电容器件会显著降低电路的共模抑制比和引入交流信号的相位偏差。为达到109Ω直流输人阻抗,自举放大器电路需要用到10MΩ级的外部电阻。这些电阻的不匹配会带来共模抑制比的显著下降,比如0.1%电阻公差能达到66分贝共模抑制比，1%电阻公差只能达到34分贝共模抑制比。电磁流量计放大电路要求大于100分贝的共模抑制比需要四个采用厚/薄膜技术具有0.01%或更佳的绝对值及温度系数匹配的单衬底高阻值电阻网络4价格十分昂贵且难得。
 
2本文设计的直流信 号放大电路
　　本文电磁流量转换器信号处理电路如图4所示。电磁流量传感器的一对电极输出经过射频滤波阻容网络直流耦合至±5V供电的AD8220结型场效应管输入仪表放大器输入端。AD8220的增益设置为5倍,参考电平管脚连接到AD7172-2模数转换器的2.5 V内部基准源输出,把仪放输出信号的电平抬高至正极性。被AD8220调理后的传感器信号直流耦合至+5 V供电的AD7172-2第0号输人通道，AD7172-2的2.5V内部基准源输出接第1号输人通道,两个通道组成0~5 V伪差分输人。AD7172-2 的输出数据率设为31 250 Hz ,数字量化后的样点送入ADSP-BF504F数字信号处理器进行同步解调数字滤波和流量计算、线性化补偿、电流或脉冲输出等处理。该方案试图吸取数字过采样交流信号耦合的电磁流量计信号放大电路优点的同时避免其共模抑制比损失的缺点。通过使用比传统方案低一到二百倍的模拟增益并结合软件的方法解决直流耦合带来的信号饱和问题。因为放大器增益只有5倍, ±5 V供电的AD8220的轨到轨电压输出范围的上限是4.8V,单5V供电且集成真轨到轨输人缓冲器的AD7172-2的输人电压范围是0~5 V。所以放大器输人动态范围等于(4.8-2.5) +5=0.46(V),折合150 μV/(m/s)响应的传感器在3 067 m/s流速的输出(这仅是理论值,实际流速不可能这么高)。这表明该电路设计能够处理极宽广的流速范围。该电路的非线性误差由仪表放大器和模数转换器的非线性低指标共同决定。AD8220和AD7172-2的数据手册标称其非线性误差典型值分别是5PPM和±2PMM，所以该电路设计具有线性佳。
 
　　该方案有三个要点。第一,使用AD7172-2 24比特31250HzΣ-△型高分辨率低噪声的模数转换器。AD7172-2在输人缓冲使能,20 Hz输出数据率,5V外部基准电压源，片内SINC5+SINC1数字滤波器条件下的噪声性能是1.8 μV峰峰值，无噪声分辨率指标22.4比特迫。AD7172-2 相比其他性能最接近的同类模数转换器产品在功耗和噪声指标上都降低超过百分之五十。本文设计中使用AD7172-2内部2.5 V基准电压源,其初始精度±0.12%，温漂仅±2PPM/C,模数转换器噪声进一步下降为使用外部5伏基准源时的一-半即0.9 μV峰峰值。AD7172-2 集成的斩波、真轨到轨缓冲器具有高输人阻抗，极低失调误差漂移和1/F噪声，使它能够接人任意的前级放大器而无需担忧其驱动能力。模数转换器的超低噪声使得采用更低的前级放大器增益成为可能。把放大器增益设置成5倍,模数转换器噪声峰峰值折算到放大器输人端为0.18μV仍显著小于前级放大器的1/F噪声0.94 μV,约等于分辨1.2 mm/s的瞬时流速。虽然在绝大多数情况下AD7172-2对电磁流量计已经足够好,同系列的AD7175-2在相同配置下可提供低至0.75μV峰峰值噪声(使用外部5 V基准电压源)和最高可达250 000 Hz的采样速率。同系列的AD7173-8提供类似的性能和多达八个真差分输入通道可以扩展温度或压力传感器测量。
第二，在电磁流量传感器输出到模数转换器之间总共只用一级前置放大器,即高输入阻抗、高共模抑制比、低噪声的集成仪表放大器AD8220且放大倍数设置为5倍。因为使用片内集成的激光微调技术的高度匹配电阻，AD8220典型值高达10分贝卫的共模抑制比对电磁流量传感器共模信号有很好的抑制。与自举故大器不同的是,AD8220采用经典的三运放拓扑和场效应管输人的电流反馈放大器结构具有1013?Ω输人阻抗和10-12?A输人漏电流凹! ,完全可以满足包括高内阻的电容电极类型在内的绝大部分电磁流量传感器。由于励磁频率主要是低频并且流量信号通常是缓变的,所以信号处理电路在0- 10 Hz范围内的噪声是关键参数。AD8220号称没有0-10Hz1/F电流噪声凹,折算到其输人端的1/F电压噪声成为主要部分。表3列出AD8220在各种放大倍数下折算到输人端的1/F电压噪声峰峰值。其中5倍放大的AD8220折算到输人端的噪声峰峰值是1.27 μV。通过式(3)可以估算出此时模数转換器和仪表放大器折算到输人端(传感器的输出端)的噪声为1.28μV,从而分辨150 μV/( m/'s)传感器的8.6 mm/s瞬时流速或1 mm/s的累积流量。此处估算使用0.1~10Hz的噪声指标,但根据流速缓慢变化的特性其实可以适用0.1-1 Hz的噪声指标，所以估算值偏保守,实际测试结果应该更好。可见AD8220的1/F噪声指标是决定该电路测量流速的最低分辨率的主要因素。相比之下模数转换器的噪声是如此之低,如果不考虑共模输人范圈、共模抑制比和高输人阻抗等限制.它甚至可以无需前级放大器增益而直接分辨传感器输出信号。然而不幸的是仪表放大器1/F噪声随着放大倍数减小而迅速增大,所以实践中不能把仪表放大器的增益设置得过低。自举放大器电路如果要达到1013Ω输人阻抗和100分贝共模抑制比需要两支既昂贵又难得的0.01%匹配1 x 109Ω超电阻。
 
第三，直流信号耦合的缺点是没有区分的放大包括不需要的直流差模电压在内的任何差模信号，存在着放大器输出和/或模数转换器输入饱和而不能正常工作的风险。电磁流量传感器由于极化电压、电极材料、表面磨损状况、安装位置的不理想对称等因素，即使在被测流体静止的条件;下电极之间很难保证理想等电位，有可能出现几十毫伏到几百毫伏不等的差模电压。作者曾在实验中遇到两个电极间出现约300mV的直流差模电压的状况，如果AD8220仪表放大器增益设为10倍，则输人信号被放大和电平搬移2.5 V后AD8220的理论输出值为5.5 V,但是AD8220的供电电压为±5V,则造成它的输出信号饱和。即使提高放大器的供电电压可以避免其输出饱和，模数转换器的0~5 V输人范围也会被饱和。本文设计中把仪表放大器的增益降低至5倍，则此信号被AD8220放大和平移后出现在其输出端为4 V仍在AD8220±4.8 V的输出范围和AD7172-2 的0~5 V输人范围内，所以电路可以正常工作。考虑0~15 m/s的流速信号的幅值该电路能够处理的电极间差模电压可以达到(4.8 V-15 m/s x0.00015 V/(m/s))÷5=0.457 V。电极间差模电压造成的零点偏移可以通过周期性的软件计算被扣除。进一步减小仪表放大器的增益可扩大电路处理电极差模电压的范围但代价是仪表放大器噪声迅速增大。该电路噪声性能的瓶颈在于仪表放大器而非模数转换器。在满足最低分辨率的前提条件下对本文设计的直流信号耦合而言前级放大器增益越低越好。
3实验结果
　　试验条件:传感器50mm口径，电极材料316L不锈钢，传感器系数1.1089,常温常压水，电子秤称重法。进行系统零点和满量程校正，未做逐点非线性校正。表4说明本文的方案在0.5 ~5m/s的流速范围内的测量结果达到±0.2%的示数误差，重复性优于万分之四。
 
 
4结束语
　　本文介绍了一种用于电磁流量计的数字过采样直流耦合的信号处理电路，配合最新24比特低噪声模数转换器能够克服传统的交流信号耦合方式的共模抑制比欠佳的不足，具有高输入阻抗、低噪声、宽输人动态范围、线性好等优点，直流信号耦合带来的信号饱和问题也得到了较好的解决。该方案使用50mm口径电磁流量传感器通过水流标定试验在0.5 ~5 m/s的流速范围内基本误差达到±0.2%读数，性能好、设计简洁，值得广大电磁流量计用户做进一步评估。

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